P R O J E T O DE UM I N VE RS O R E L E V A DO R T RI F Á S I CO C O M CO NT RO L E PO R RE G I ME DE DE S L I ZA M E NT O I MP L E ME NT AD O E M DS P

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UNI VERSIDADE DO ESTADO DE SANTA CATARI NA

  While (1){ À Deus;Ao meu marido Neomar, por todo seu incentivo, carinho e paciência;Aos meus pais, Iva e Levi e ao meu irmão Junior que compreenderamtodos meus momentos de ausência; } AGRADECIMENTOS Primeiramente a Deus, que me concedeu o dom da vida e a perseverança, sem a qual seria impossível chegar ao fim dessa árdua jornada. Ao meu marido Neomar, que juntamente comigo trilhou esse caminho e me apoiou em todos os momentos, com gestos e palavras de carinho, além de sua grande ajudatécnica e longas horas de conversa sobre problemas e soluções em nossos respectivos trabalhos.

LISTA DE ABREVIATURAS

  Uma alternativa possível para amenizar o problema de autonomia e custos relacionados aos AGV’s é a utilização de um inversor elevador de energia, o qual fornecerá uma tensão CAde níveis relativamente elevados, em uma única etapa, possibilitando o uso de motores de indução convencionais. No entanto, por ser um conversor CC-CC, existe a necessidade de um No trabalho apresentado nessa dissertação, há um único estágio capaz de elevar e inverter a tensão de entrada, possibilitando a utilização de motores de indução convencionais.

1.1.3 Apresentação do Circuito de Potência

  No entanto, possuem um valor CC, fazendo com que a tensão varie de um valor mínimo positivo até umvalor máximo também positivo, como pode ser observado na Figura 5. Sabendo que as três fases são idênticas, exceto pela defasagem que existe entre elas, nas tensões de linha não há componente CC e essas podem assumir valores tanto positivos quantonegativos.

VW WU

  Esta modulação consiste na comparação de uma portadora, que neste caso será apresentado uma onda dente de serra, com os sinais senoidais de referência, como pode ser observado na Figura 7. Como se pode perceber através da Figura 10, para o inversor boost trifásico há doze 9FF 1234567891011121Y: 2 Y8 Y9 >9@>ZW@Figura 10 – Regiões de Operação do Inversor Boost Em cada região de operação há quatro etapas de operação.

1.1.4 Etapas de Operação

  A forma de onda resultante na saída do conversor depende da forma com que os transistores são chaveados. Portanto, serão apresentadas detalhadamente as etapas de operação da primeira região onde vW > vU > vV .

1 Na primeira etapa de operação, assim como nas demais etapas desta região, vW> vU> vV

  Ou seja, iU e iW sempre estarão no sentido da fontepara a carga e a corrente iV tem sentido oposto, da carga para a fonte. 2 , Q 4 e Q 6 estão aptos a conduzir, mas isso não significa que necessariamente estarão conduzindo, isto depende do sentido da corrente de cada braço.

2 Nesta etapa Q bloqueia. Portanto Q , Q e Q recebem pulsos de comando e estão aptos a

  Todos os transistores que estão habilitados a conduzir conduzem as suas respectivas correntes, logo não há passagem de corrente por nenhum diodo roda livre nessa etapa. Nestaetapa ocorre a transferência de energia da carga para a fonte através do transistor Q .

3 A terceira etapa tem início quando Q

  No entanto o caminho percorrido pela corrente I 5 bloqueia e conseqüentemente Q 6 4 1 2 V L C D D123 in111222333445566 iW iV iU CFigura 14 – Circuito Equivalente da Terceira Etapa V Q L L Q D D D Q Q Q D Q C W U O circuito equivalente desta etapa está apresentado na Figura 14. Apesar deQ Quarta Etapa: t 3 - t U V W Q Q1 C3 C D D C D113 Q2553 L1 iU L2 iV L3 V in iW Q2 Q D D44 Q D266 Figura 15 – Circuito Equivalente da Quarta Etapa Como já mencionado, as etapas de operação para as demais regiões serão suprimidas devido ao fato de serem análogas as etapas de operação da primeira região.

1.2.1 Equacionamento das Tensões

  2 sen (1)= V ⋅ méd ( ) V ⋅ ω t§ · π 2 sen 2 (2)V ⋅ méd ¨ ¸ + vV = V ⋅ ω t − © 3 ¹ § · π 2 sen 4 (3)V ⋅ méd ¨ ¸ + vW = V ⋅ ω t − © 3 ¹ Conhecendo as tensões de fase, facilmente podem-se obter as tensões de linha através das equações (4) até (6). π vUV 3 2 ( ω t ) (7) V sen = ⋅ ⋅ ⋅ +6 5 π ⋅ (8) vUW = 3 ⋅ 2 ⋅ V ⋅ sen( + ω t ) 6 3 π ⋅ (9) vVW = 3 ⋅ 2 + ⋅ V ⋅ sen( ω t ) 2 Observa-se que as tensões de linha não apresentam a componente CC, como era o esperado.

1.2.3 Análise dos Esforços

  Porém, como a tensão nas três fases tem a mesma forma de onda e o mesmo valor de pico, somente estando ( ) P t ωω = (22) P t P t 0,9 U in ( ) ( ) Considerando um rendimento de aproximadamente 90%, a potência de entrada e a potência de saída, podem ser relacionadas através da equação (22). =(24) ω ω φω ( ) ( ) in in inP t i t V ω ω = ⋅ V V V t I t iL t 2 sen 2 sen méd in 1 ( ) ( ) ( ) (23)Sabendo que a corrente no indutor é igual a corrente de entrada de um dos braços do inversor, encontra-se o valor da através da equação (24).

1.2.4 Cálculo da Indutância

  L Portanto:( ) s ⋅ = ⋅∆ V T L Di L max in s Considerando o ǻi constante e sabendo que o valor da indutância deve satisfazer todos os valores de razão cíclica, considera-se que o caso de maior esforço do indutor ocorre quando arazão cíclica é máxima. Portanto, substituindo (28) em (27) , assumindo D(wt) = D max e sabendo que VL é igual a V in , tem-se: ∆ = ⋅(28) t D t T ω (27) No entanto, ǻt varia de acordo com a variação da razão cíclica D(Ȧt).

1.2.5 Cálculo da Capacitância

  Esse artifício foi usado partindo do princípio que para dimensionamento das chaves deve-se tomar como base a maiorpotência dissipada no componente e sabe-se que a potência transferida no modo de operação Boost é de valor maior ou igual a potência transferida na etapa de regeneração de energia. Figura 21 - Corrente na chave em um período de chaveamento [A] [t]s (38) iQ ( ) ω t D ( ) ω t iL ( ) ω t (39) = ⋅ U 2 1 A Figura 22 apresenta a forma de onda traçada a partir da equação (39).

2 I sen ( ω t φ )

  2 π +1 1 iD D ( ) ω t iL ( ) ω t d t ω (47) = ⋅ ⋅ ⋅ 2 1³ T T2 A corrente no diodo D pode ser observada na Figura 24.2 [A] ( )iD2 wt 246 [wt]8 Figura 24 – Corrente no diodo D2 Para o equacionamento da corrente média nos transistores Q 2 , Q 4 e Q 6 , foi considerado que a corrente circular através da chave durante o intervalo de tempo de 0 até D. T2 2 1ª º ª º iD iL ( ) ω t 1 D ω t d t ω (54)= ⋅ ⋅ − ⋅ 1 ef 1 ¬ ( ) ¼³ « » ¬ ¼ 2 πT1 A Figura 26 apresenta a forma de onda da corrente que circula pelo diodo D .1 [A] ( )iD1 wt 5246 [wt]8 Figura 26 – Corrente no Diodo D1 Para encontrar a corrente média na chave Q e demais chaves presentes na parte superior1 do inversor boost trifásico, utiliza-se a expressão (55).

1.3.3 Corrente nas Fases

  ( ) 2 3,97 sen 0,57 (70) iU ω t = ⋅ ⋅ ω t −( ) § · π ( ) 2 3,97 sen 2 0,57 (71)iV ω t = ⋅ ⋅ ω t − − ¨ ¸ ©3 ¹ § · π ( ) ω 2 3,97 sen ω 4 0,57 (72)iW t = ⋅ ⋅ t − − ¨ ¸ ©3 ¹ A Figura 30 apresenta as formas de onda das correntes nas fases do motor. [A]5 L89 L:8 L9:10 5246 [wt]8 Figura 30 – Corrente nas Fases Conhecendo o valor das tensões de fase, é possível encontrar os valores para a razão cíclica correspondente a cada fase.

1.3.5 Corrente nos Indutores

  π 2 2 1iL I ω t d t ω 15,33 A (75) = ⋅ ⋅ =1 med ( L 1 ( ) ) ³2 π 2 π 2 1 41, 06I = L ef L ( ) I ω t d t ω = A 1 ( 1 )³ 2 π 1.3.6 Cálculo dos IndutoresA indutância de entrada do inversor boost será calculada considerando a freqüência de chaveamento mínima, no caso, de 20 KHz. [A]( ) 50 iQ2 wt 500.5723.7146 [wt]8 Figura 33 – Corrente na Chave 3.71§ · 1 48 ( ) 1 ( ) 20, 7 (78)iQ = iL ω t ⋅ ¨ − ¸ ⋅ d ω t = A 2 1³ ¨ ¸ 2 π vU ω t ⋅© ( ) ¹ 0.57 ( ) (79)A forma de onda que representa a corrente no diodo D2 está apresentada na Figura 34.

0.6 A corrente eficaz no diodo é calculada a partir da equação (83)

2 3.7 1ª º ª º( ) 1 13,7 (83) iD = ⋅ iL ω t ⋅ − D ω t ⋅ d t ω = A ef U ( ) 1 1 ¬ ¼³ « » ¬ ¼ 2 π

0.6 A Figura 36 apresenta a corrente na chave Q

  [A] 1 . 10 ( )iQ1 wt5 5246 [wt]8 Figura 36 – Corrente na Chave Q1 Devido à simetria da forma de onda apresentada na Figura 35, pode-se concluir que os valores de corrente média e corrente eficaz são os mesmos para os diodos e para as chaves superiores do inversor boost trifásico.

1.3.9 Escolha dos Componentes

  Para a especificação das chaves é necessário conhecer a máxima tensão reversa e as correntes eficaz e média presente nas mesmas, muito embora existam outros fatores à seremdeterminados. As chaves escolhidas são IRGP 50B60PD1 da International Rectifier que suportam uma tensão máxima de 600V e corrente eficaz de 45 A.

1.3.10 Perdas Nas chaves

1.3.11 Perdas nos Transistores (Q

  ω ω φ ω ω φ ω ωª º § · V V sen t I sen t E tV sen t E E I V V sen t I sen t 23 med o o med o o off medcnf 12 ( ) O tempo de descida da corrente t ( ) ( ) ( ) ( ) ( )2 ( ) 2 ( ) 2 ( ) 2 ( ) (96)Realizando as devidas substituições, encontra-se uma expressão para a energia perdida durante o bloqueio do IGBT. © ¹ © ¹ © ¹ ω§ · § · V V sen t ( )2,637 med conD med comD D total S V V sen t I sen t V V sen t I sen t 32 med o o med o o med orr comD rrn fn ( ) 0,8 0,2 ( ) ( ) ( ) ( )2 ( ) 2 ( ) 2 ( ) 2 ( ) 2 ( ) (107)Substituindo as equações (107), (106) em (105), obtem-se a equação para as perdas de energia durante a comutação.

1.3.13 Perdas nos transistores (Q

  ( ) ( ) 1( ) 2 ( ) 2 ( ) 2 ( )fn fo conD o fo o S fnmed o V VE E t I sen t V I sen t T I V V sen t ω ω φ ω φω ª º § ·ª º − = ⋅ ⋅ ⋅ − + ⋅ ⋅ ⋅ − ⋅ ⋅ « » ¨ ¸ « »¨ ¸ 3 § · I sen t A energia média perdida durante a condução pode ser encontrada através da equação (119). _ 1 1 1( ) 22,03 2 med conD conD E E t d t J β α ω ω µπ = = ³ (119) § ·⋅ ⋅ − V V sen t 2 ( ) 2 ( )( ) 0,8 0,2 2 ( ) 32 o med orr comD rrn o fn 1 (122) E E P W T ( )8,803 med conD med comD D total S 1 1_ _ 1 _ (121)Conhecendo a energia média perdida durante a condução e na comutação, encontra-se a potência total perdida no diodo, como se pode observar na equação (109).

1.3.15 Perdas totais

  Através de algumas considerações, tal como a técnica de modulação utilizada, chegou-se a um circuito simplificado equivalente, o qual foi utilizado para facilitar a análise doconversor. Salienta-se que os elementos do circuito foram determinados observando-se o material disponível no laboratório de eletrônica de potência da UDESC Joinville.

2 CONTROLE POR REGIME DE DESLIZAMENTO

  2.2 PLANO DE ESTADO E O REGIME DE DESLIZAMENTO O estado de um sistema reflete a sua condição em um determinado instante de tempo onde a dependência temporal é obvia e as variáveis de estado representam um conjunto deinformações necessárias e suficientes para determinar o estado do sistema em questão. Q1 D1 iC iR Iin - L C vC R +V in Q +- 2 D2 Figura 41 – Primeira Etapa de OperaçãoAnalisando o circuito apresentado na Figura 41, são obtidas as seguintes equações de estado: V vL = in + − iC = − iR (125) dvC vC = − dt R C ⋅ abre e a chave Q Segunda Etapa de Operação: Nesta etapa de operação, a chave Q21 recebe pulso para conduzir.

2 D

  Com o objetivo de encontrar uma função de chaveamento cujo ponto de convergência das variáveis de estado esteja centrado na origem, devem-se reescrever as variáveis de estado emfunção dos erros, uma vez que o objetivo do controle é proporcionar erro nulo. d σ d ε d ε V i (137) ⋅ + = s ⋅ s 1 2dt dt dt Reescrevendo a equação (137) na forma vetorial: σ s ε (138) = ⋅ Onde: s s s= [ 1 2 ]ª º εVε = « » ε ¬ i ¼ A relação dos ganhos s e s descreve a inclinação da reta que descreve a função de 1 2 chaveamento.

2 Passa-alta

  Para poder observar melhor o comportamento da histerese a qual asvariáveis de estado são submetidas, um maior detalhamento é apresentado na Figura 47, onde a largura da histerese representada é de 2į. Para encontrar os valores dos ganhos referentes ao erro de tensão e erro de corrente foi traçado os gráficos referentes as duas estruturas do inversor boost e então traçado a reta querepresenta a função de chaveamento, de modo a obter a inclinação dessa reta, que nada mais é do que a relação dos ganhos.

3 SIMULAđấO

  A parte de potência consiste de três conjuntos idênticos formadospor uma fonte de alimentação CC, um indutor de entrada, dois IGBT’s ligados em braço, um capacitor de saída e a carga constituída de um indutor em série com um resistor,representando o motor de indução. Neste bloco é possível identificar o ganho do sensor de corrente, o ganho do conversor AD, o nível de tensão CC que a corrente deve receber antes de ser lida pelo DSP, ofiltro passa – alta e o ganho da função de chaveamento.

L/ L/

  12 L/3 Figura 56 – Correntes nos Indutores de Entrada – Regime Permanente Outras formas de onda relevantes a serem observadas na simulação são as correntes de linha, ou seja, as correntes que circularão pelo motor. Sabe-se que na partida de motores a corrente pode atingir valores que variam entre 6 a 10 vezes o valor da corrente nominal, no entanto isso não é observado naFigura 57 porque na simulação foram utilizados resistores e indutores para simular o modelo do motor de indução.

L9 L: L8

  A Figura 59 apresenta a tensão de linha, a corrente no motor, atensão média de linha e a corrente média do motor. Figura 60 – Tensão média no motorFigura 61 – Corrente média no motor 3.4 CONCLUSÃONeste capítulo apresentou-se o diagrama de blocos tanto da parte de potência quanto da parte de controle, resultados de simulação do conversor proposto no presente trabalho eavaliação dos resultados.

4 IMPLEMENTAđấO E RESULTADOS EXPERIMENTAIS

  113 Figura 68 – Fonte de alimentação de 48V 4.4 CONDICIONAMENTO DE SINAISOs sinais de tensão e corrente de interesse para o controle, antes de serem enviados para o DSP, passam por uma etapa de condicionamento de sinais. O filtro anti-aliasing utilizado tanto para o sinal de tensão quanto para o sinal de corrente tem como objetivo evitar o fenômeno chamado aliasing, ou freqüências replicadas que ocorrequando um sinal de alta freqüência assume a identidade de um sinal de freqüência inferior.

R9 C2

Figura 70 – Filtro anti-aliasing A Figura 71 apresenta o esquemático completo da placa de condicionamento de sinais utilizada.

4.4.1 Isolação e detecção de falhas

  Figura 75 – Kit de desenvolvimento A técnica de controle por modos deslizantes é uma técnica baseada no princípio do controle por histerese, o que implica que para que o controle digital funcione de maneirasatisfatória, a freqüência de amostragem dos sinais de controle deve ser consideravelmente maior do que a freqüência de comutação. No entanto, devido ao grande número de operaçõesmatemáticas que deveriam ser realizados dentro da rotina de interrupção, a freqüência final de 121amostragem ficou em torno de 300kHz, o que proporciona no mínimo 6 amostras por período de chaveamento.

4.6.1 Resultados Experimentais para Carga Resistiva

  Pode-se perceber que devido a existência de nível CC em todas as tensões de fase, quando é realizada a medição das tensõesde linha, o nível CC é praticamente nulo. De acordo com medições feitas através do osciloscópio, é possível afirmar que o pico máximo de tensãode linha é de aproximadamente 215V e que a freqüência é de aproximadamente 60Hz, tal qual foi o projetado.

Y9: Y:8 Y89

  Figura 81 – Tensões de linha (vUV – vVW – vWU: 100V/div, 2.5ms) A corrente nas fases U, V e W estão apresentadas na Figura 82. Observa-se que o formato das correntes é bem semelhante ao formato senoidal, possuindo algumas distorções que nãosão agravantes para o bom funcionamento do motor.

L89 L9: L:8

  Figura 82 – Corrente iUV – iVW – iWU (2A/div, 10ms) Um maior detalhe da corrente em uma das fases é apresentado na Figura 83. Figura 83 – Corrente na Fase U (2A/div, 2.5ms) As correntes nos três indutores de entrada são apresentadas na Figura 85.

L8 L9 L:

  A partida suave, primeiramente comuta do nível CC de entrada, seguindo para uma tensãoCC de 150V e depois para outro nível de tensão CC de 250V, que é o nível de tensão CC encontrado nas três tensões de fase. Após todas as saídas estarem com nível CC de 250V, atensão de referência passa a ser uma tensão que contém um nível CC juntamente com uma parte AC de amplitude reduzida, de modo a aumentar a amplitude da parte AC até que estaatinja o valor nominal.

4.6.2 Resultados Experimentais para o Motor

  Figura 97 – Tensões de linha – 45Hz (vUV – vVW – vWU: 100V/div, 5ms) 136 Figura 98 - Tensões de linha – 75Hz (vUV – vVW – vWU: 100V/div, 2.5ms) A tensão de fase e a tensão de linha imposta ao motor no momento da partida estão apresentadas nas Figura 99 e Figura 100 respectivamente. Na parte de implementação do protótipo, abrangeu-se a parte do conversor de potência, condicionamento de sinais e isolação e detecção de erros, apresentando os esquemáticosreferentes a cada circuito bem como o layout das placas de circuito impresso e fotos do protótipo montado.

5 CONCLUSÕES GERAIS

  Portanto, a potência nominal de saída foi obtida com o barramento de entrada em aproximadamente 90V, o que resultou em que a corrente de entrada no indutor não apresentamais o pico de 83A como calculado e simulado nos capítulos anteriores, passando a apresentar um pico de aproximadamente 44A, como apresentado na Figura 85. Considerando que os valores de densidade de corrente, fluxomagnético e fator de preenchimento da janela do núcleo devem ser arbitrados inicialmente, utilizaram-se valores convencionais de projeto, sendo apresentados naTabela 5: Tabela 5– Dados para projeto do indutor auxiliar B = 0,62TFluxo magnético max AJ = 5902 Densidade de correntemax cmkw = 0,4 Fator de preenchimento da janela do núcleo 1,14 .

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